电压比较器篇1
【关键词】电压比较器LM339蓄电池
电压比较器是集成运算放大器非线性应用的基础电路。它可将模拟信号转换成二值信号，即只有高电平和低电平两种状态的离散信号。因此，可用电压比较器作用模拟电路和数字电路的接口。它是对输入信号进行鉴幅与比较的电路，是组成非正弦波发生电路的基本单元电路，在测量和控制系统中得到广泛应用。
集成电压比较器是一种专用的运算放大器。它虽比集成运放的开环增益低，失调电压大，共模抑制比小；但其响应速度快，传输延迟时间短，而且一般不需外加限幅电路就可直接驱动TTL和CMOS等数字集成电路。有些芯片负载能力强，可直接驱动继电器或指示灯。
图1LM339象限比较器引脚排列
常用集成电压比较器有LM311、LM339、LM119等。LM339是一种价格低廉单电源四比较器，又称象限比较器。如图1为LM339象限比较器引脚排列。LM339集成块内部装有四个独立的电压比较器，该电压比较器主要有以下几个特点：失调电压小，典型值为2mV；电源电压范围宽，单电源为2～36V，双电源电压为±1V～±18V；对比较信号源的内阻限制较宽；共模范围很大，为0～（Ucc-1.5V）V；差动输入电压范围较大，大到可以等于电源电压；输出端电位可灵活方便地选用。表1为LM339各引脚电压。
表1LM339各引脚电压
LM339类似于增益不可调的运算放大器。每个比较器有两个输入端和一个输出端。两个输入端一个称为同相输入端，用“+”表示，另一个称为反相输入端，用“-”表示。用作比较两个电压时，任意一个输入端加一个固定电压做参考电压，另一端加一个待比较的信号电压。当“+”端电压高于“-”端时，输出管截止，相当于输出端开路。当“-”端电压高于“+”端时，输出管饱和，相当于输出端接低电位。两个输入端电压差别大于10mV就能确保输出能从一种状态可靠地转换到另一种状态，因此，把LM339用在弱信号检测等场合比较理想。
LM339集电极开路输出。使用时应通过上拉电阻Rc接电源Vcc。Rc选5.1KΩ左右。工作电压范围2～36V，它的电压输入范围为0～（Vcc-1.5）V。本文设计一个12V汽车蓄电池电压过电压、欠电压告警电路，当蓄电池电压大于13V时和低于10V时，各由一个发光二极管LED发光告警。为使电路可靠，本设计选用LM339电压比较器。
设计任务中电路为电平检测器，可用两比较器组成一个欠压告警电路和一个过电压告警电路。为降低成本，比较器的参考电压采用一个两比较器共用的高稳定度的集成电压基准源供两比较器共用。为此采用电路如图2所示。
电路中A1组成过电压检测器，A2组成欠电压检测电路。VZ提供参考电压建立稳定阈值电压，R3为VZ偏置限流电阻。VZ选用LM385-2.5集成电压基准电压源。其电压温度系数为20×16-6/0C，动态电阻为0.6Ω，工作电流IR≈1mA，UREF=2.5V。
R3=（12-2.5）V1mA=9.5KΩ
图2汽车蓄电池过压欠压告警电路
选E24系列电阻，取标称值.
A1组成的过电压检测电路，为单值比较器，阈值电压UTH=2.5V，即当时R11=2.5V比较器翻转。当蓄电池电压低于13V时，UR11
UTH1=R11R11+R12×13V=2.5V
设R11选用E96系列10.0KΩ电阻，代入上式可算得R12=42KΩ，选标称值为42.2KΩ。
发光二极管选用工作电IF=2mA流，正向电压为1.8V的HLMP-4700发光二极管。则限流电阻R14由下式估算
R14=（13-1.8）V2mA=5.6KΩ
取E24系列5.6KΩ金属膜电阻。
A2组成欠电压检测电路，当UR21
R14=（10-1.8）V2mA=4.1KΩ
选E24系列3.9KΩ。
UHT=R21R21+R22×10V=2.5V
设R21选E96系列10.0KΩ，代入上式可求得R22=30KΩ，选E96系列取标称值30.1KΩ电阻。
参考文献电压比较器篇2
幸运的是，当8位单片机开始不断涉足更多的混合信号应用时，越来越多具有模拟背景的设计人员开始使用单片机。这些采用混合信号单片机的设计人员非常熟悉电压比较器的灵活性和功能，便着手发掘其潜能。使用片上电压比较器的应用不断涌现，包括传感器输出的模拟信号到数字信号的转换、逻辑门、放大器以及电源转换。
遗憾的是，混合信号单片机设计人员的人数尚不足以有效推广电压比较器。因此，本文旨在使设计人员认识到不起眼的片上电压比较器可能给混合信号应用带来的价值。全面探讨这个主题需要数百页的篇幅，我们将尽量多地选取一些可能的应用进行阐述。
我们首先将讨论传感器数字转换。大多数模拟传感器会产生与其测量的环境因素成比例的阻值、电感或电容值的变化。热敏电阻阻值的变化与温度成比例，湿度传感器改变其电容值，而某些接近传感器甚至会改变自身的电感值。传统的转换方法先将电阻、电容或电感转换为电压，然后使用一个ADC将电压转换为数字值。但是，假使我们可以将传感器的输出直接转换为数字值，又会怎样?
利用不起眼的片内电压比较器构建简单的张弛振荡器，可以将电阻、电容或电感转换为可变的频率，然后使用定时器外设来测量该频率。图l显示了两个简单的振荡器电路。除了简单这一显而易见的优点外，两个电路由于自身会对输入信号求平均，因而具有一定的噪声抑制能力。不过，其分辨率还由采样时间决定。
在两个电路中，电阻Rl、R2和HR3提供滞回电压，根据比较器的输出状态来调节比较器跳变电平的大小。左边电路中的R4和L1与右边电路中的R4和C1作用相同，用于设置工作频率。通过用适当的阻性、容性或感性传感器替换R4、C1或L1，就能构建一个频率可随传感器输出值变化的变频振荡器。然后使用TimerO和Timerl将频率转换为数字值。Timerl的计数频率与振荡器频率相同，TimerO设置采样周期。当TimerO溢出时，Timerl停止计数，它的当前值就是转换的结果。
这一对内部定时器与少量的外部元件和一些软件相结合，向设计人员提供了一种使用比较器测量电阻、电感或电容的简便方法。设计人员只需延长Timerl的计数周期，就可以提高转换器的分辨率。
此外，大多数带有片上比较器的新型单片机在比较器的反相输入端上有一个2选1或4选1的模拟多路开关。只需给每个传感器添加一个电阻R4，然后将传感器／电阻的接点连接到多路开关的各个输入端，设计人员就能在多达4个传感器中选择转换器的输入。
构建逻辑门只不过是将二极管逻辑与一些电阻组合起来，以实现必需的逻辑功能。图2给出了实现了逻辑“与(AND)”和逻辑“或(OR)”功能的简单电路，以及略为复杂的逻辑“异或(XOR)”功能的电路。
图2中，左边的电路实现逻辑“与”和逻辑“或”功能。要实现逻辑“与”功能，选择R3和R4的值，使得反相输入端的电压高于Vnn／2。要实现逻辑“或”功能，选择可使反相输入端的电压略低于Vnn／2的值。(R1和R2的值应相等)。在逻辑“与”配置中，A和B两个输入端必须同为高电平以将同相输入端的电压拉高到VDD／2之上，才能使输出变为高电平。在逻辑“或”配置中，A或B中必须至少有一个为高电平以将同相输入端的电压拉至VDD／2，才能拉高输出电平。要构建逻辑“非与(NAND)”或“非或(NOR)”电路，只需将反相和同相输入端交换即可。
图2中，右边的电路用于实现逻辑“异或”功能。如果A或B中有一个为低电平，那么反相输入端将被钳位在0.7V，若另一个输入为高电平，就会产生高电平输出。如果A和B均为高电平，那么同相输入端的电压将保持为略低于VDD，而反相输入端被拉至VDD--导致输出低电平。(注：对于任何逻辑电路，选定的电阻值应足够大以使所有电流处于1～10mA范围内，这样比较器的输出驱动电路才能容易地驱动逻辑)。
接下来，让我们研究如何将比较器用做低频运放。只需使用一个足够低频的低通滤波器来对脉冲链进行滤波，任何占空比可变的数字信号均可被转换为直流电压。要使用比较器来构建运放，我们将使用同样的滤波器求平均功能来生成反馈和输出电压(见图3)。
在同相电路中，R1和R2如同在常规运放电路中一样，用于确定增益。C1和R3／C2充当滤波器对比较器输出端的PWM数字信号求均值，并将求得的结果作为反馈的直流电平和电路的线性输出。在反相电路中，R4和R5确定增益，C3和R6／C4充当平均滤波器将数字PwM信号转换为线性电压。注：在反相拓扑结构中，需要R7和R8来产生电路的虚拟地。
最后要讲述的是开关电源电路。产生交变电源电压的一种方法是产生由输出反馈电压门控的PwM开关信号。在该电路中，一个比较器产生斜坡波形，而另一个提供输出电压的反馈信号。图4中的原理图给出了使用两个比较器的实现方案。
在该电路中，比较器U1a是一个脉冲发生器，与前面所述的将传感器输出转换为数字信号的振荡器类似，其工作频率由R4、R5和C1决定。电路中R5的作用是确保C1上的充电电压绝不会低于约1.5V。这一点非常重要，因为U1b通过将U1a的同相输入端拉至约0. 7V来控制振荡器的工作，使其停振。(注：振荡器被设计为在关断时将输出拉为低电平，因此此时Q1也将处于截止状态)。
当振荡器运行时，Q1会定期导通，使得电流流过L1。当Q1截止时，流过L1的电流会使D3正偏，从而给C2充电，继而抬高输出电压。c2上采样得到的输出电压经过分压后与D2上的正向电压作比较。如果输出电压过高，U1会关断振荡器，C2会向负载放电，从而使输出电压降低。当输出电压跌落到所需电压以下时，U1b的输出就会变成高电平，振荡器重新起振，将重新有电流流向C2。
有了电压比较器，可以实现将R／C／L传感器的输出转换为数字值的电路，逻辑门和放大器，甚至是开关电源，所有这些都能通过分立式元件和比较器构建。电压比较器篇3
【关键词】电压比较器 高增益 低功耗 失调电压
模拟集成电路中比较器是一个基本模块，广泛应用于模拟信号到数字信号的转换。在A/D转换器中，电压比较器的增益，带宽，功耗，失调电压的特性严重影响整个转换器的转换速度和精度，传统的电压比较器采用多级结构，使用输入失调存储技术（IOS）和输出失调存储技术（OOS）对失调电压进行消除，增加了电路结构的复杂度和功耗，芯片面积也越来越大。但随着应用速度越来越高，功耗要求越来越低，IOS和OOS要求放大器有足够高的增益和带宽，这些因素对于其发展有一定的制约作用。
本文设计的电压比较器电路结构简单，采用了两级放大结构，前级放大采用差分放大电路，利用差分电路抑制共模信号的干扰，提高了共模抑制比，减少了信号中噪声的干扰，第二级放大采用共源共栅电路对失调电压进行了很好的控制，使电路的失调电压达到150μV，输出级采用推挽输出电路提升了输出的驱动能力，整个比较器的功耗非常低，芯片整个面积仅为29.56μm×25.68μm。该比较器设计主要用于高精度时间测量芯片中，通过比较器产生一个低延时的门控信号，对于整个时间测量电路达到一个精准的控制。通过仿真结果得知，该电压比较器满足应用需求。
1 电压比较器结构
如图1所示为CMOS电压比较器原理图，该比较器由偏置电路、差分放大器、共源放大器和推挽级输出电路组成。其中，M1管和M2管组成偏置电压电路，为差分放大器和共源放大器提供偏置电压。通过调节M1管和M2管的宽长比，让差分放大器和共源放大器得到合适的工作电流，合理设计差分放大器和共源放大器，主要考虑输入失调电压、输入共模范围、输出信号的增益和带宽的影响，设计出一个性能最优的比较器电路。M10管和M11管组成一个推挽输出级电路，提升输出信号的驱动能力，为了能更好的和其它电路进行协同工作。
该电压比较器的工作原理如下：是同相输入端，是反相输入端。当输入电压高于时，M3管导通，，M3管和M7管的电流相同，M8管又与M7管为镜像电流关系，M8管导通，使，b点为高电平，c点为低电平，Vo输出高电平。当输入电压低于Vb时，，因此，M4管导通阻抗低，b点为低电平，导致M9管导通，c点为高电平，Vo输出为低电平。
1.1 偏置电压电路设计
M1管和M2管组成偏置电路提供M5管和M6管的栅极电位。偏置电路采用PMOS管和NMOS管栅漏极相连，两管子均工作于饱和区，为差分放大器和共源放大器提供恒定的电流源。因此，
1.2 差分放大器的设计
差分放大电路的作用有两个：首先对输入信号进行放大，这样就可以对比较级电路的比较时间进行降低，同时把总体延时降到最低；其次是对输入信号差值进行放大，这样就可以把失调电压对整个电路的影响降到最低。高带宽在高速比较器中是一个重要影响因素，高的带宽可以使整个电路的比较时间减少，从而对于比较器的速度进行提高。
负向共模输入电压决定了差分输入对管。负向共模输入电压取决于M5管进入饱和区的条件。负向共模输入电压为。
M3管、M4管和M5都工作在饱和区，三个管子的阈值电压相等。
考虑到负向共模范围低和电压增益高的要求，取=1.2V ，由式（7）可以得到M3管的宽长比。
M3管和M4管是完全对称的输入对管，所以可以得到。
有源负载对管M7和M8由正向共模输入电压决定，正向共模输入电压取决于M3管进入饱和区的条件，则得到：
设计共模输入电压=3V，。I0为差分放大器的工作电流。由式（8）可以得到M7管的宽长比。M8管和M7为对称有源负载对管，所以得到。
差分放大器的放大倍数为：
1.3 共源放大器的设计
共源放大器由M6管和M9管组成，M6管为有源负载，M6管与M2管为镜像电流关系，已经确定M6管的宽长比，M9的设计主要考虑共源放大器的放大倍数和输入失调电压的影响。为了减少输入失调电压对共源放大器的影响。差分放大器和共源放大器应满足式（10）比例关系：
由式（11）知共源放大器的放大倍数与工作电流成反比，由于M6管和M9管的输出阻抗与成反比。放大倍数还与沟道长度调制效应有很大关系，沟道长度越大，沟道调制效应越小，和越小，MOS管的输出阻抗越大，放大倍数就越大。还可以通过调节输入管M9的宽长比提高电压增益。
1.4 推挽输出级的设计
输出缓冲级是CMOS倒相器，它是为提升输出的驱动能力、降低输出的上升时间和下降时间而设立的，因此，该级的驱动电流设置较大，输出的上升时间和下降时间对称。推挽输出级由M10管和M11管构成，两管均工作在线性区。
2 电路仿真
该电路是在TSMC 0.18μm CMOS工艺下，电源电压为3.3V，利用Cadence公司的Spectre仿真器进行仿真。仿真条件为tt工艺角，温度为27℃。如2所示为电压比较器的瞬态仿真，同相输入端加入一个频率为10MHZ，幅度为800mV的正弦信号，反相输入端加入一个2.1V的直流信号，输出端得到一个方波信号。电压比较器的下降沿时间为754ps，上升沿时间为913ps。
图3为电压比较器的交流仿真结果，由图中可以看出比较器的增益为92.123dB，带宽为10MHz，相位浴度为53deg。
在同向输入端设置输入电压为变量Vin，反向输入端输入电压2.1V，Vin的输入变化范围为0―3.3V，通过直流仿真得到输出信号与Vin的变化关系，得到了电压比较器的传输特性曲线如图4所示，从图中可以看出，实际电压跳变转换点和理论转换点电压值有一定的误差，输出电压跳变需要一个过渡区间。
功耗在电压比较器的电路设计中是一个重要因素，近几年集成电路的工艺尺寸向纳米级的不断发展，电源供电电压越来越小，对于电路的功耗要求越来越高。整个电路功耗主要包括静态功耗和动态功耗。动态功耗不仅取决于负载还与工作频率，电源电压，集成度和输出电平有关。静态功耗等于电源电压和工作电流的乘积。图5为比较器工作电流仿真曲线图，可以看出，电压比较器工作时平均电流为87.5μA，电源电压为3.3V，得到比较器的功耗为0.289mW。
表1为本文和别人设计的电压比较器进行的一些性能对比，从表中可以看出在带宽、功耗和失调电压与文献（8）和（9）差不多的情况下，其增益明显高于对方，对于在时间测量系统中，其开始和结束信号的判断有很大的作用，满足了预期的设计目标。
3 版图设计
版图设计如图6所示，比较器中有差分电路，为了保证差分对的完全匹配，采用了共质心对称结构，图3中的差分对管M3、M4版图对应左下角部分，差分对管M7、M8版图对应左上角部分，偏置电路和输出缓冲级电路利用了叉指结构匹配。版图的总共面积为29.56μm×25.68μm。Vin+和Vin-为比较器的同向和反向输入，out为输出端。
4 结论
本文基于TSMC 0.18μm CMOS工艺设计的电压比较器具有高的增益，低失调电压，低功耗，结构简单等特点。该比较器采用两级放大，第一级采用差分放大器减少了输入的失调电压，提高了输入的共模范围，第二级采用共源放大器得到了高的电压增益，输出级采用CMOS倒相器结构简单，提高了输出的驱动能力、减少了输出波形的上升沿和下降沿的时间。从仿真结果看，该电压比较器达到了预期的效果，可用于A/D转换器、编译码器、高精度测时电路中。
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作者简介
苟欣（1991-），男，陕西省汉中市人。现为宁波大学信息科学与工程学院硕士研究生在读。研究方向为集成电路设计。
杨鸣（1963-），男，浙江省宁波市人。现为宁波大学信息科学与工程学院研究员，主要从事光机电一体化和高分辨率自动显微镜方面的研究。
作者单位电压比较器篇4
Abstract： This paper is based on the temperature and humidity controller designed and produced by LM324 comparator， which can constantly monitor the environment temperature and finish alarm display and output control in accordance with the established function. The controller is composed of DC voltage regulator module， sensor input module， display output module and temperature and humidity control module. The test of experimental prototypes shows that the temperature and humidity controller based on the LM324 comparator has the advantages of high precision and quick response， etc.， which solves problems of complicated structure， high cost and large temperature variations existing in the current temperature and humidity controllers.
关键词：LM324；温度传感器；湿度传感器；电压比较器
Key words： LM324；temperature sensor；humidity sensor；voltage comparator
中图分类号：TP313 文献标识码：A 文章编号：1006-4311（2016）11-0143-02
0 引言
温凝控制器广泛应用于电力电子的高低压配电柜、端子箱、变电站，用于实时检测环境温湿度变化，保护电力电子器件。还广泛应用于需要对温湿度进行检测及综合控制的场所，如蔬菜大棚、粮仓等。
本文设计的温凝控制器以温度传感器AD592、凝露传感器HDP-07作为检测元件，以四通道的集成运放LM324作为核心控制比较元件，自动对被测环境进行温度检测、控制输出和报警以及凝露保护等，克服了现有温凝控制器对设计调试维修人员对软件知识要求较高，电路结构复杂，温度反应偏差大的缺点，简化了电路结构。本文设计的温凝控制器的最大特点是测温范围广（-40℃～+50℃），反应敏捷，提供升温型和降温型两种功能输出，同时检测凝露现象的出现，并及时作出反应，适用于环境温差大，高湿和负载环境中使用，从而实现了真正的控制环境，保护设备的目的。
1 温凝控制器控制原理
LM324电压比较器作为温凝控制器额主控芯片，利用温度传感器将温度的变化变为电流的变化及利用凝露传感器将湿度的的变化转换为电阻的变化和LM324电压比较器对温凝控制器控制来实现报警显示及输出。基于LM324电压比较器的温凝控制器的原理框图如图1所示。
2 电路设计
基于LM324电压比较的温凝控制器的电路设计主要包括直流稳压电源和温凝控制两部分的设计。该控制器主要部件包括温湿度传感器，通过红蓝黑黄四根导线通过底座连接到控制电路板，以及和控制电路板相连接的拨盘，最后经壳体进行封装。
2.1 直流稳压电源部分设计
本文设计的温凝控制器电路由直流稳压电源模块、传感器输入模块、报警显示模块、电压比较模块等组成。
基本上所有的电子产品都是直流电源供电，而日常的电网电压是交流220V，因此首先要将交流电变为直流电，为电路提供稳定的直流电源，本温凝控制器需要为电压比较模块提供8V的直流电，为输出继电器模块停工12V的直流电，首先经变压器调压后，通过四个二极管组成的桥式整流电路进行整流，并经电容滤波后经三端集成稳压器进行稳压输出。
2.2 温凝控制部分设计
温凝控制部分设计采用LM324电压比较器作为整个温凝控制电路的主控芯片。LM324是真正差分输入的四通道集成运算放大器，由完全独立的四组运放组成，它在电路中的主要作用是比较输入电压和基准电压，根据两路电压的高低改变输出电压的高低，从而进行相应的控制输出。
本温凝控制器选用AD592作为温度传感器，AD592是已经集成化的温度传感器，是美国亚德诺半导体公司推出的一种高性能电流传感器，将温度的变化转换为电流。它具有误差小、成本低、温度变化和电流变化成线性的优点。它的输出电流以绝度绝对零度（-273℃）为基准，环境温度每增减1℃，它会增加1微安的输出电流。温度传感器经过电压跟随器将温度的变化转变为电压的变化后输入到电压比较器的反相输入端。线绕电位器和拨盘相连，用于提供基准电压，并提供给电压比较器的同相输入端。如果LM324电压比较器的输入端电压低于基准电压，说明此刻环境温度低于拨盘设定温度，电压比较器输出高电平，此时通过二极管进行报警显示并控制输出进行升温，直至环境温度高于设定温度，电压比较器输出低电平，整个温度控制过程为闭环系统，因而能快速灵敏地控制温凝控制器的动作，图2为温度控制模块电路原理图。
本温凝控制器选用HDP-07作为凝露传感器，HDP-07是一种新型凝露传感器，通过自身阻值变化去测量或预测空气凝露的产生，其结构是在陶瓷基片上制作梳妆电流，然后由树脂和导电粒子涂覆形成电阻膜，具有典型的开关型传感器的特点，对高湿度格外敏感，呈现高阻状态；在低湿度环境下，体现低阻状态。具有体积小、测量周期短，反应敏捷、精度高等优点，克服了传统光学原理制成的冷镜式凝露传感器结构复杂、体积大、操作复杂、精度低的缺点，广泛应用于需要控制高湿度和凝露的场合，图3为湿度控制模块原理图。
当环境温度中的相对湿度达到100%时，空气中的水蒸气将液化凝结为露珠，设备会因为潮湿而发生误动作，减少使用寿命，因此本文设计的温凝控制器中采用HDP-07凝露传感器用于检测凝露的产生并及时消除。凝露传感器与比较器构成过零比较器，平常在低湿度的环境下，凝露传感器的电阻很小，传感器体现出开关闭合的特性，比较器输出低电平；当环境湿度达到83%的临界值时，凝露传感器呈现高阻状态，比较器输出高电平，从而控制电子开关三级管导通并显示报警及控制输出降低湿度，采用基于LM324电压比较器作为主控芯片的温凝控制电路相较基于软件控制的电路，电路结构更为简单，调试组装使用更为方便，成本也更加低廉。
3 测试
3.1 温度控制的调节与测试
3.1.1 调基准
将拨盘刻度转至0度，将万用表的红表笔夹住线绕电位器中间抽头，黑表笔接地，万用表转至直流电压档，调整电位器W2，使电压表读数为2.73V。
3.1.2 调线性精度
首先，将拨盘刻度调整至-30度，调整电位器W2，使电压读数为2.43V；第二步将拨盘刻度调整至40度，记下万用表的数值，如果数值大于3.13V，表明斜率偏大，再将拨盘刻度调整至-30度，调整电位器W1并重新调整W2是电压读数为2.43，再将拨盘刻度调整至40度，观察电压表读数是否为3.13V，若不是，重复第二步，直到电压读数为2.43V。
3.1.3 调温度传感器精度
将拨盘刻度调整至室温，调整电位器WS，使温度报警指示二极管亮，并在这个临界值来回调节电位器，温度指示灯将来回在亮灭之间变化。
3.1.4 测试
将拨盘刻度调整低于室温，温凝控制器不起作用；将拨盘刻度调整高于室温，温凝控制器的温度报警指示灯亮，继电器吸合，输出220V交流电，表明温度控制部分可正常工作。
3.2 凝露控制的调节与测试
凝露控制器检测时可外加水蒸气或者用口对着凝露传感器哈气5秒左右，控制器上的湿度报警指示灯亮，继电器吸合，输出220V交流电，表明凝露控制部分可正常工作。
4 小结
本文设计的温凝控制器通过测试成功的实现了温度控制和凝露产生控制，具有稳定性好，抗干扰能力强，调节范围广，精度高，反应迅速等优点，解决了温凝控制器电路结构复杂，反应精度不高等问题。仅采用LM324电压比较器作为该控制电路的主控芯片，方便组装和调试，成本低廉，无需采用软件控制是该温凝控制器的特色。综上所述，基于LM324控制的温凝控制器适合于科技创新和推广。
参考文献：
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[3]汤旭华，汪正祥，曾亮.仓库温湿度控制器设计[J].信息技术，2013.电压比较器篇5
【关键词】带隙比较器；温度高阶补偿；正反馈；迟滞
1.引言
随着集成电路技术的发展，电池供电的便携式电子产品得到了广泛的应用，其对电源控制芯片的稳定性、开关频率、功耗等方面的要求也越来越高，以保证其在带能源电压波动的情况下能安全可靠的工作。
电源芯片在上电启动时，电源会通过输入端的等效电阻和电容对其充电，直至电压上升到所设计的开启电压时电路开始工作。开启瞬间，若系统负载电流较大，有可能把电路两端的电压拉到开启电压以下，出现一启动就关断的情况。为保证电路启动后能进入正常工作状态并稳定工作，也为了保证电路工作时电源电压的波动不会对整个电路和系统造成损害，通常需使用欠压锁定电路（Under Voltage Lock Out，UVLO），对电源电压进行监控和锁定。当电源电压低于设定值时，欠压锁存电路关断芯片中的其他模块，防止系统崩溃。这已成为现代电源芯片设计的一个趋势。然而许多用于电源控制芯片的欠压锁定电路需要基准电压源和比较器，使电路比较复杂且增加了功耗，启动电流较大，响应速度不够快，不利于有效地实现芯片保护功能[1]。
针对传统UVLO的不足，许多文献提出了不需要额外基准电压源和额外比较器的UVLO[1-4]。其中，文献[1，2，3]采用了带隙比较器电路，实现了电路简单、系统响应速度快以及温漂小等优点的UVLO。本文在延续带隙比较器的基础上，引入比较器的正反馈机制和带隙电压的温度高阶补偿，从而实现了响应速度更快、温度特性更好的UVLO。
2.欠压锁定电路工作原理
欠压锁定电路的基本原理如图1所示，电路包括采样电路、比较器、输出缓冲器和反馈回路。VDD为待检测的电源电压，电阻R1，R2，R3组成对VDD的采样电路，实现对VDD的采样；MOS管N1，N2，P1和P2构成比较器电路，对采样电压与基准电压进行比较，并输出比较结果；反相器INV为逻辑校正和缓冲电路，可对比较器的输出波形进行整形和缓冲，并提高电路的负载能力；PMOS开关管P3构成正反馈回路，可实现电路的迟滞功能，防止电路在阈值附近震荡，提高了系统的稳定性。调整电阻R1，R2，R3和比较电压VREF的大小可实现不同的阈值点和迟滞量的VDD欠压保护功能。
如图1所示的传统欠压锁定电路，虽然电路结构简单，但响应速度跟不上，功耗也较大，更重要的是这种电路需要带隙基准参考电压源和额外比较器，使得电路庞大而成本较高。
因此，本文提出一种基于CSMC 0.5um BCD工艺的UVLO电路，在不使用额外基准电压源和比较器以及复杂数字逻辑的情况下，进一步引入正反馈机制和温度高阶补偿，可实现电路结构简单、高反应速度、低温度敏感性和精准的门限电压。同时，占用版图面积小、功耗较低。
3.改进的欠压锁定电路
针对UVLO电路须具备反应速度灵敏、门限电压稳定，迟滞区间合理，温度漂移较低等特点，改进的欠压锁定电路如图2所示。
晶体管Q1和Q2以及电阻RP和Rnwell利用了带隙基准原理组成的比较器，有些文献也把这种比较器称为带隙基准比较器[5]。文献[2]给出了该比较器结构，但其带隙电压只有一阶温度补偿，所以其温度特性还不够好。MOS管P1，P2为有源负载，P1，P2，P3，P4和Q3，Q4构成镜像管，P5，P6对镜像电流引入正反馈机制，可使比较器的灵敏度增强。R1，R2，R3，R4和P8构成分压网络。P7，N1，Q5对比较器输出进行波形整形，使其有更快的响应速度。反相器INV1，INV2为缓冲器，对输出结果进行缓冲和波形整形。其中，电阻RP、Rnwell，P8，P5，P6以及P7，N1，Q5的作用下面将详细介绍。
3.1 带隙电压的温度高阶补偿
首先带隙比较器的比较电压为带隙电压，即实现的是采样电压与带隙比较器产生的带隙电压VBGR的比较。由于采样电路由电阻分压网络构成，而分压网络的电阻采用同一温度系数的电阻构成，所以采样电压应该与电源电压VCC成比例，而与温度无关。所以要使UVLO有温漂小，门限电压稳定，就应使带隙比较器产生的带隙电压具有低的温度敏感性。
根据文献[6]，带隙电压可写为：
（1）
而且双极性三极管的基极-射极电压VBE可写为：
（2）
两个不同温度系数的电阻比值可写为：
（3）
由于（3）式中K1、K2、T0、R1（T0）和R2（T0）都为常数，所以（3）式也可以写为：
（4）
根据文献[6]，不同材料电阻的温度系数正负差异越大，曲率补偿效果就越好。由于基极-射极电压VBE为负温系数，所以R2/R1要为正温系数。所以电阻R2的温度系数要大于R1的温度系数。在CSMC 0.5uM BCD工艺中，高阻多晶电阻和低压N阱电阻的温度系数分别为-3047 ppm/℃和+5025 ppm/℃，故采用这两种电阻来设计，理论上能够实现效果较好的曲率补偿。
把（4）式，（2）式代入（1）式，可得：
（5）
由于带隙电压VBGR是由一正温系数的多项式加上一负温系数的多项式，进而使得VBGR温度特性的多项式的系数被减弱或抵消，所以从理论上讲，我们可以通过不断调整多项式的系数，来实现更好的温度补偿，由于温度的低次项比高次项影响较大，所以可以在保证室温下一阶温度系数为零的情况，进行系数的调整，实现带隙电压更好的温度特性曲线。该过程可用matlab等数学软件或spectre等电路仿真软件来模拟。
至此，实现了UVLO的低温度敏感性和阈值电压稳定性，所以，只要再对UVLO的响应速度进行提速，就能得到响应速度灵敏、门限电压稳定，迟滞区间合理，温度漂移较低等特点的UVLO。
3.2 改进的UVLO工作原理分析
许多文献已经对带隙比较器进行了定量分析，这里就不再赘述，具体可参考文献[2]，比较文献[2]所提出的UVLO电路结构和本文所提出的电路结构，发现两种电路工作原理是一样的，本文只是在文献[2]比较器基础上，引入正反馈机制，使比较器有更高的响应速度。所以工作原理相同之处也不再赘述，这里只对正反馈机制进行分析。
假设流过P3管的电流为I1，流过P4管的电流为I2，其中，P3，P4，P5和P6的宽长比为W/L，而P1，P2的宽长比为2（W/L）。由图2可得：
（6）
（7）
（6）式减（7）式，可得：
（8）
下面分析VCC由低逐渐上升时三种情况的正反馈机制的作用。
（1）当VCC低于正常工作电压时，由文献[2]可知，IC1＞IC2.由（8）式有，I1＞I2，从而实现了对较小的电流IC2通过正反馈管P6注入一较大的电流I1，对较大的电流IC1通过正反馈管P5注入一较小的电流I2，进而实现I1的进一步增大，I2的进一步减小。再通过Q3，Q4镜像管，使得Q5更快关断，P7更快导通。从而实现快速输出高电平。此时，反馈开关管P9关断，采样电压Vsense为：
（9）
（2）当VCC进一步上升到接近或等于阈值点Von时，IC1=IC2，从而I1=I2。此时，流过P4管的电流I2与流过Q4管的电流I1相等。由于Q3，Q4构成镜像电流镜，只要VCE4不等于VCE3，双极性晶体管的基区宽度调制效应就会起作用，使得VCE4=VCE3=VBE，所以只要调整好VBIAS电位，使得此时，VOUT为VCC/2。再设置反相器INV1中NMOS管的宽长比大于PMOS管，则后级可实现较好的逻辑电平。
（3）当VCC上升到大于阈值点VON时，IC1＜IC2.由（8）式有，I1＜I2，从而实现了对较小的电流IC1通过正反馈管P6注入一较大的电流I2，对较大的电流IC2通过正反馈管P5注入一较小的电流I1，进而实现I2的增量进一步增大，I1的增量进一步减小。再通过Q3，Q4镜像管，使得Q5更快导通，P7更快关断。从而实现快速输出低电平。此时，反馈开关管P9导通，采样电压Vsense为：
（10）
由（10）式可知，反馈开关管P9导通，使得Vsense进一步增大，从而避免了电源电压波动导致UVLO输出震荡，提高了系统的稳定性。
由上面分析可得，（9）式所对应的VCC应该为UVLO的开启电压Von，而（10）式所对应的VCC应该为欠压关断电压Voff。从而可得：
（11）
（12）
那么，UVLO的迟滞区间为：
（13）
4.电路仿真与分析
用spectre电路仿真软件，在CSMC 0.5um BCD工艺库下对UVLO电路进行仿真。上述分析可知，要使UVLO有很好的温度特性，则带隙电压的温度特性尤其重要，图3显示了带隙比较器产生的带隙电压的温度特性。结果表明，带隙电压为1.183V，且在-60～160℃的温度范围内，温度系数为11.1ppm/℃。
为确保UVLO迟滞区间的温度特性，在此，对UVLO在不同温度下进行仿真，尽可能把迟滞区间的误差缩小到最小范围内，以满足应用要求。表1是对本文设计的UVLO电路在-60℃，25℃，100℃，160℃下的仿真结果。从表1可得，在25℃时，迟滞区间为1.56V。其他温度下，最大偏差也不超过0.12V。可见，该UVLO可在宽温度范围内工作而不失精度。
由以上正反馈机制分析，UVLO电平翻转与镜像电流源电流I1，I2的变化速度快慢密切相关，所以对I1，I2，VCC，UVLO进行瞬态仿真。从仿真结果如图3所示，在16.5us前，I1＞I2.UVLO曲线与电源VCC重合，即输出高电平。在16.5us（VCC=12.2V）时，I2迅速增大，I1迅速减小为零，UVLO输出低电平，即VCC大于12.2V时，系统摆脱欠压状态。在40us（VCC=10.6V）时，I1迅速增大，I2迅速减小为零，UVLO输出与VCC重合，即输出高电平，表明系统又进入欠压状态。
5.总结
本文在对基于带隙基准比较器结构的UVLO进行分析得到，要使UVLO有更低的温度灵敏度，就要设计更低温度特性的带隙基准产生电路，从而对带隙比较器引入高阶温度补偿，进而得到在-60～160℃的温度范围内，UVLO的迟滞区间为1.56V，且其最大偏差仅为0.12V。另外，为了让UVLO有更快的转换速率，在比较器电路中，引入了正反馈机制，从而使比较器镜像电流的快速增大和快速减小，进而实现UVLO输出电平迅速、稳定的转换。
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作者简介：
余清华（1987—），男，福建宁化人，硕士研究生，主要研究方向：模拟集成电路设计。
侯晋昭（1986—），男，硕士研究生，主要研究方向：模拟集成电路设计。电压比较器篇6
关键词：Mutisim 10；EDA；窗口比较器；传输特性；双向电压检测
中图分类号：TN914 文献标识码：A 文章编号：1009-2374（2013）12-0020-02
窗口比较器又称为双限比较器，由于单限比较器和迟滞电压比较器在输入电压ui单一方向变化时，其输出电压只跳变一次，因而不能检测输入电压是否在两个给定阈值电压之间，而窗口电压比较器则具有这种功能。具有两个门限电平，主要用来检测输入模拟信号的电平是否处于给定的两个门限电平之间的电压比较器，窗口比较器是很有用的。应用于故障检测电路、自动检测电路、电子测量技术等场合，也可用于A/D转换、波形产生变换及电路高速采样电路、振荡器、电源电压监测电路、报警器等或对生产现场进行监视与控制等场合。下面将对窗口比较器的结构与工作原理作一介绍。
1 窗口比较器的结构与工作原理
1.1 EDA与Multisim简介
为提高电路设计的效率和可操作性，本文采用EDA工具，目前进入我国并具有广泛影响的EDA软件是系统设计软件辅助类和可编程芯片辅助设计软件，主要有Protel、PSPICE、Multisim（原EWB的最新版本）、OrCAD、Modelsim等等。Multisim是美国国家仪器（NI）有限公司推出的以Windows为基础的仿真工具，适用于板级的模拟/数字电路板的设计工作。它包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富的仿真分析能力。因此本文采用Multisim10通过计算机平台对窗口电压比较器从电路结构、工作原理和传输特性分析以及基于窗口比较器完成对双向过压检测电路的设计。
1.2 电路结构与工作原理
图1（a）所示即是一典型的窗口比较器电路。窗口比较器主要用于检测ui是否在给定的两个电压之间时就可以采用。当任意一个比较器输出低电平（实际上是输出三极管处于饱和状态）或两个比较器均输出低电平时，窗口比较器输出端为低电平，只有两个比较器均输出高电平（实际上是输出三极管处于截止状态）时，窗口比较器才输出高电平。因此，两个输出端具有正逻辑中的逻辑与的关系。利用Multisim 10对窗口比较器进行仿真验证其工作原理，将输入信号ui输入到运算放大器的同相输入端，这是运算放大器处于开环工作状态，具有很高的开环增益。由于受到正向电源电压、二极管和电阻的限制，输出电压为+UOM或者0。
当输入电压ui大于URH时，必然大于URL，所以集成运放A1的输出uo1=+UOM，A2的输出uo2=-UOM。使得二极管D1导通，D2截止，电流通路由D1R2DZ，稳压管DZ工作在稳定状态，输出电压uo=+5V。
（a）电路
（b）传输特性
图1 窗口比较器
当输入电压ui小于URL时，必然小于URH，所以A1的输出uo1=-UOM，A2的输出uo2=+UOM。因此D2导通，D1截止，电流通路由D1R2R1，D3工作在稳压状态，uo仍
为+5V。
当URL
通过仿真运行可得出窗口比较器的电压传输特性如图1（b）所示。
2 双向过压检测电路设计与实现
2.1 器件选择
本设计中用到的主要器件是运放。为保证电路功能的正确性，设计中采用的是实际器件，采用了两个3554AM集成运放。
在供电电路上，选择双电源供电。
2.2 设计实现
图2 双向过压检测电路
启动Multisim 10，按图2的电路图在Multisim 10中连好电路，并在R2的两侧用双通道示波器观察波形。通过Multisim 10利用上述窗口比较器来设计双向电压检测电路，电路原理图如图2所示。当ui5v，即出现过电压现象时，UO=UOH，发光二极管LED1点亮，蜂鸣器U1同时发出警报。此时，晶体管Q1导通且饱和，启动保护电路，通过继电器开关从而切断负载电路，使负载X2停止工作，即灯泡不亮，从而实现了双向过压检测电路的关断保护功能。而当-5V
3 结语
自动控制设备在工业生产或实验工作中需要保护控制电路，利用窗口比较器设计的双向过压检测控制电路设备输入电压上限值和下限值，就能达到自动检测保护的目的，如果输入电压处在合适数值时，相应指示灯显示，所以通过继电器将电信号转变成机械信号，这样就能实现对电路设备的自动保护，在实际电路中通过此设计，并改变电压检测范围，可应用于电池保护系统。随着测量技术的提高，窗口比较器在测量仪器或工、自动控制中应用越来越广泛，以上设计只是利用窗口比较器输出解决一些实际问题，窗口比较器还会有更广泛的拓展和应用领域。
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关键词：电压比较器；运算放大器；阈值比较
1 前言
比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件，该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间，运算放大器亦是如此。
比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。
运算放大器有如此多相似之处，但我们却不能忽略他们的细微差别。
比较器拥有逻辑输出端，可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS，则比较器的输出始终为正负电源的轨之一，或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统，用于驱动逻辑电路，用于高速工作，即使过载亦是如此。
运算放大器有一个模拟输出端，但输出电压不靠近两个供电轨，而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用，来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器，而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统，用于驱动简单的电阻性或电抗性负载，而且不能过载至饱和状态。
正是这些细微差别，比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待，分别实现不同的功能。但若稍作改变，利用他们的相似之处，又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计，讨论，并通过试验结果进行现象分析。
2 光电探测电路原理
如图1所示为光电探测电路原理图，光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号，输入到放大电路，经过一级放大和整形等操作，输入到信号处理单元。
图1 光电探测电路原理框图
3 电路各部分设计及功能实现
3.1 光电探测器及偏置电路设计
光电探测器将光信号转换为电信号，一般在设计中主要考虑响应度，响应时间，光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管，反向偏置电压为5v，其在反偏电压下工作电路如图2：
图2 光电探测器及偏置电路
3.2 放大电路设计及功能实现
3.2.1 放大电路设计
经光电二极管接收、转换的信号，其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求，为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比，还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示：
放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号，考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定，受温度影响较小，在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz，压摆率为1400v/？滋S，噪声为4.1nV/，是一款高速低噪声运算放大器，满足基本的脉冲信号的放大需求。
运算放大器是一种双电源器件，因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，对于给定电源电压，这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说，为了避免削波现象，需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半，极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。
该放大电路采用同相比例运算电路，进行单电源固定增益的放大，增益系数由R30/R29决定，本设计中设定放大倍数为5。
本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路，用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。在本电路中，采用R27和R28组成的分压器，该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成，如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz，C34电容值为0.1uF，则：
此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34，若取值足够大，能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。
3.2.2 放大电路功能实现情况
输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后，放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。
由图4可以看到，此电路能正常实现信号放大的，完全起到了放大高速微弱信号的作用。
3.3 阈值比较电路及电路实现情况
3.3.1 阈值比较电路
本设计中，阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现，具体电路设计如图5所示：
高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现，R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，R34则提供阈值电压参考值，根据实际需要，此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。
3.3.2 阈值比较电路工作情况
窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器，经阈值比较后输出TTL脉冲信号，通过判别前沿获取时间信息，放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示：
由图6可以看到，实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别，完全能够满足实际应用需要。
4 结束语
该电路中，单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题，方便后续电路的处理；阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号，有效地去除噪声，提高信噪比，为后续进行信号处理提供了保证，也就是说，此类应用中，尤其对供电方式要求单一的应用中，将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。
运算放大器不但有单运放封装，同时提供双运放或四运放型号，这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜，而且占用电路板面积更小，进一步节省了成本。另外，比较器专门针对干净快速的切换而设计，因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而，在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中，将运算放大器用作比较器可能比较方便。
但是用作比较器的运算放大器没有负反馈，因此其开环增益非常高。跃变期间，哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容，也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿，但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外，将运算放大器用作比较器时，受饱和影响，其反应速度低于期望水平，如果高速非常重要，将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。
总之，文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段，在实际应用时，必须了解相关知识，以确保所选运算放大器能达到要求的性能。
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关键词:LDO稳压器;故障监测;漏压区;阈值跟踪
中图分类号:TN710文献标识码:B
文章编号:1004-373X(2010)02-004-03
Design of LDO Dropout Monitoring Circuit
WANG Junqin
(Xi′an University of Arts and Science,Xi′an,710065,China)
Abstract:On some conditions,the output of LDO regulator is not normal.An improved monitoring circuit is put forward,which can monitor not only over thermal and over current protection conditions but also the condition that the regulator works in the dropout region.The new circuit makes the function of LDO regulator more perfect.The simulation results of the improved monitoring circuit is represented.
Keywords:LDO regulator;error monitoring;dropout region;threshold tracking
近年来,便携式电子产品的不断发展对电源管理方案提出了越来越高的要求。由于LDO(Low Drop Out)线性稳压器具有低静态电流,低漏失电压,高效率等特点[1],因而得到广泛的应用。在此介绍一种用于LDO稳压器的误差监测电路,并且给出电路的仿真结果。此电路能够LDO稳压器的过温、过流和漏压状态有效地监测,以便于外部电路采取相应的应对措施[2]。
1 一般的故障监测方法
具有故障监测功能的LDO稳压器[3]系统框图如图1所示,其中比较器用于监测稳压输出是否正常[4]。当稳压器处于限流、过温的状态时,稳压器输出电压变低,比较器输出端FAULT输出低电平,正常时输出高电平。然而,LDO稳压器除了在过温保护和过流保护的状态下输出不正常以外,在输入电压尚未达到稳压器的正常工作电压,稳压器工作在漏压区时,输出电压也不正常。为了监测这种不正常输出的情况,在此提出了一种改进的故障监测电路。
该电路在工作时,除了在稳压器处于过温过流保护的状态的情况下FAULT端输出低电平外,当输入/输出压差低于FAULT阈值时也输出低电平。该FAULT阈值跟踪漏失电压,随着负载电流的变化而变化。
图1 普通LDO稳压器的系统框图
2 改进的故障监测电路
2.1 稳压器的工作状态
如图2所示,当输入电压低于某一电压值时,稳压器停止稳压,这一点的输入/输出电压差就是漏失电压(Dropout Voltage)。
图2 LDO稳压器的工作状态
在漏压区,PMOS调整管可简化为一个电阻,漏失电压可以用它的导通电阻(RON)的形式来表示[5]:
Vdropout=IORON(1)
在漏压区,输出电压随着输入电压的减小而减小,因此输入/输出压差比较小;在稳压区,输出电压稳定在某一固定值附近,此时输入/输出压差比漏压区内要大[6]。因此,通过监测输入/输出压差的大小,可以判断稳压器工作的区域。
2.2 故障监测电路的实现
图3是采用改进后的故障监测电路的LDO稳压器框图。FAULT_COMP除了稳压器处于过温保护和过流保护状态时FAULT端输出低电平外,当输入/输出压差低于某一FAULT阈值时也输出低电平。该FAULT阈值跟踪漏失电压,随着负载电流的变化而变化[7]。图4为改进后的故障监测电路,其中,VIN为芯片输入电压;VOUT为稳压器输出电压;IBIAS1为偏置电流信号;IS为负载电流采样信号,其电流值为负载电流的几千分之一;ADJ为输出电压的反馈采样电压;VREF为基准源电路产生的基准电压;FAULT为故障监测输出信号,低电平有效。
图3 改进的LDO稳压器框图
如图4所示,MN1,MN2,R0,R1组成输入电压的采样电路。COMP_IN_OUT[8]和COMP_ADJ_REF[9]是两个迟滞比较器,反相器I1和MP3,R0构成COMP_IN_OUT的外部正反馈回路,反相器I4和MN34(在COMP_ADJ_REF内)构成COMP_ADJ_REF的正反馈回路。或非门I2,反相器I3,MN4,R2组成故障监测的输出电路,R2为ESD保护电阻。
COMP_IN_OUT比较器用于监测输入/输出压差,即稳压器是否处于漏压区。INP端接VIN经过电阻R0和R1降压后的电压,INN端接稳压器输出VOUT,因此一旦FAULT电平由低向高翻转,则此时输入/输出压差(VIN-VOUT)基本上就等于R0和R1上的压降,这个值就是FAULT阈值电压VH,比漏失电压(Dropout Voltage)要稍大;而当FAULT电平由高向低翻转时,此时输入/输出压差(VIN-VOUT)就等于R1上的压降,这个值就是FAULT阈值电压VL。由于MN2和MN1形成一组电流镜,所以IDMN2也与负载电流呈比例关系。MP3和R0构成的正反馈电路形成迟滞。
图4 改进后的故障监测电路共模输入范围
COMP_IN_OUT比较器外部采用动态迟滞,内部为正反馈的高增益比较器。如果MP7和MP9的宽长比的系数Е痢1时,比较器内部无迟滞,α>1时比较器内部有迟滞;在此电路中α=1,未形成迟滞。R0,R1ЪMP3构成外部正反馈,从而形成迟滞。其各个性能指标分析如下:
共模输入范围 如图5所示,此比较器的输入级结构是共源差分输入。
VIC(max)=VIN(2)
VIC(min)=2VTHN+VMN18(sat)(3)
由式(3)可知:最小共模输入电压与VTHN有关,大约在1.8 V以上。故此比较器不适合于输出电压小于1.8 V的LDO稳压器。
输出范围 比较器的最大输出范围约为VDD,最小输出范围约为0。
迟滞 当VIN接近VOUT时,反相器I1输出为高,MP3关断。在INP稍大于VOUT时,比较器翻转,反相器I1输出为低,MP3导通。故:
V+trig=IDMN2(R0+R1)(4)
当VIN大于VOUT一定值时,反向器I1输出为低,MP3导通。在INP稍小于VOUT时,比较器翻转,反向器I1输出为高,MP3关断。故:
V-trigIDMN2R1(5)
该比较器的迟滞VH约等于:
VH=V+trig-V-trig=IDMN2R0(6)
又因为IDMN2与负载电流成比例,所以比较器翻转时VIN与VOUT的压差也与负载电流成正比,即:
VIN-VOUT=K×IO(7)
比较式(1)可知,通过选择R0和R1的阻值,设定合理的K值,就可令此比较器翻转时的(VIN-VOUT)
跟随漏失电压,从而比较准确地监测稳压器的工作区域。
COMP_ADJ_REF比较器用于监测限流、过温保护的状态。当电路处于其中的任何一种状态时,FAULT端输出为低电平。比较器的INP端接输出采样电压ADJ,INN端接稳压器的基准电压REF,在限流、过温保护状态时,输出电压VOUT会减小,而基准电压不变,使COMP_OUT端输出为低,同时拉低FAULT电平。这个比较器的阈值电压,即比较器的输入失调电压也存在迟滞,迟滞电路在比较器内部。
图5 COMP_IN_OUT比较器内部电路
3 仿真验证
该电路采用0.5 μm标准CMOS工艺实现,采用HSpice仿真[10]。当负载电流为200 mA时,VIN由低到高以及由高到低变化时,比较器的正负端压差分别为0.129 9 V和0.120 0 V,迟滞为0.009 9 V。仿真曲线如图6所示。
图6 反馈电压变化时故障监测电路的仿真曲线
4 结 语
改进后的故障监测电路除了可监测稳压器的过温过流保护状态以外,还可有效地监测稳压器的漏压状态。当负载电流为200 mA时,如果稳压器的输入/输出压差小于0.12 V,故障监测电路输出低电平;如果输入/输出压差大于0.13 V,故障监测电路输出高电平,迟滞为0.01 V。仿真结果表明,此故障监测电路使稳压器的各种非正常工作状态均得到有效的监测,保证了芯片外部电路工作的安全性。
参考文献
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{@each tagList as item}
${item.tagName}
{@/each}
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',getTip:function(t,e){return t.renderTip(e.getAttribute(t.triangularSign),e.getAttribute("jubao"))},getILeft:function(t,e){return t.left+e.offsetWidth/2-e.tip.offsetWidth/2},getSHtml:function(t,e,n){return t.tpl.replace(/\{\{#href\}\}/g,e).replace(/\{\{#jubao\}\}/g,n)}},baobiao:{triangularSign:"data-baobiao",tpl:'{{#baobiao_text}}',getTip:function(t,e){return t.renderTip(e.getAttribute(t.triangularSign))},getILeft:function(t,e){return t.left-21},getSHtml:function(t,e,n){return t.tpl.replace(/\{\{#baobiao_text\}\}/g,e)}}};function l(t){return this.type=t.type
"defaultTip",this.objTip=u[this.type],this.containerId="c-tips-container",this.advertContainerClass=t.adSelector,this.triangularSign=this.objTip.triangularSign,this.delaySeconds=200,this.adventContainer="",this.triangulars=[],this.motherContainer=a("div"),this.oTipContainer=i(this.containerId),this.tip="",this.tpl=this.objTip.tpl,this.init()}l.prototype={constructor:l,arrInit:function(){for(var t=0;t0}});else{var t=window.document;n.prototype.THROTTLE_TIMEOUT=100,n.prototype.POLL_INTERVAL=null,n.prototype.USE_MUTATION_OBSERVER=!0,n.prototype.observe=function(t){if(!this._observationTargets.some((function(e){return e.element==t}))){if(!t
1!=t.nodeType)throw new Error("target must be an Element");this._registerInstance(),this._observationTargets.push({element:t,entry:null}),this._monitorIntersections(),this._checkForIntersections()}},n.prototype.unobserve=function(t){this._observationTargets=this._observationTargets.filter((function(e){return e.element!=t})),this._observationTargets.length
(this._unmonitorIntersections(),this._unregisterInstance())},n.prototype.disconnect=function(){this._observationTargets=[],this._unmonitorIntersections(),this._unregisterInstance()},n.prototype.takeRecords=function(){var t=this._queuedEntries.slice();return this._queuedEntries=[],t},n.prototype._initThresholds=function(t){var e=t
[0];return Array.isArray(e)
(e=[e]),e.sort().filter((function(t,e,n){if("number"!=typeof t
isNaN(t)
t1)throw new Error("threshold must be a number between 0 and 1 inclusively");return t!==n[e-1]}))},n.prototype._parseRootMargin=function(t){var e=(t
"0px").split(/\s+/).map((function(t){var e=/^(-?\d*\.?\d+)(px|%)$/.exec(t);if(!e)throw new Error("rootMargin must be specified in pixels or percent");return{value:parseFloat(e[1]),unit:e[2]}}));return e[1]=e[1]
e[0],e[2]=e[2]
e[0],e[3]=e[3]
e[1],e},n.prototype._monitorIntersections=function(){this._monitoringIntersections
(this._monitoringIntersections=!0,this.POLL_INTERVAL?this._monitoringInterval=setInterval(this._checkForIntersections,this.POLL_INTERVAL):(r(window,"resize",this._checkForIntersections,!0),r(t,"scroll",this._checkForIntersections,!0),this.USE_MUTATION_OBSERVER&&"MutationObserver"in window&&(this._domObserver=new MutationObserver(this._checkForIntersections),this._domObserver.observe(t,{attributes:!0,childList:!0,characterData:!0,subtree:!0}))))},n.prototype._unmonitorIntersections=function(){this._monitoringIntersections&&(this._monitoringIntersections=!1,clearInterval(this._monitoringInterval),this._monitoringInterval=null,i(window,"resize",this._checkForIntersections,!0),i(t,"scroll",this._checkForIntersections,!0),this._domObserver&&(this._domObserver.disconnect(),this._domObserver=null))},n.prototype._checkForIntersections=function(){var t=this._rootIsInDom(),n=t?this._getRootRect():{top:0,bottom:0,left:0,right:0,width:0,height:0};this._observationTargets.forEach((function(r){var i=r.element,a=o(i),c=this._rootContainsTarget(i),s=r.entry,u=t&&c&&this._computeTargetAndRootIntersection(i,n),l=r.entry=new e({time:window.performance&&performance.now&&performance.now(),target:i,boundingClientRect:a,rootBounds:n,intersectionRect:u});s?t&&c?this._hasCrossedThreshold(s,l)&&this._queuedEntries.push(l):s&&s.isIntersecting&&this._queuedEntries.push(l):this._queuedEntries.push(l)}),this),this._queuedEntries.length&&this._callback(this.takeRecords(),this)},n.prototype._computeTargetAndRootIntersection=function(e,n){if("none"!=window.getComputedStyle(e).display){for(var r,i,a,s,u,l,f,h,p=o(e),d=c(e),v=!1;!v;){var g=null,m=1==d.nodeType?window.getComputedStyle(d):{};if("none"==m.display)return;if(d==this.root
d==t?(v=!0,g=n):d!=t.body&&d!=t.documentElement&&"visible"!=m.overflow&&(g=o(d)),g&&(r=g,i=p,a=void 0,s=void 0,u=void 0,l=void 0,f=void 0,h=void 0,a=Math.max(r.top,i.top),s=Math.min(r.bottom,i.bottom),u=Math.max(r.left,i.left),l=Math.min(r.right,i.right),h=s-a,!(p=(f=l-u)>=0&&h>=0&&{top:a,bottom:s,left:u,right:l,width:f,height:h})))break;d=c(d)}return p}},n.prototype._getRootRect=function(){var e;if(this.root)e=o(this.root);else{var n=t.documentElement,r=t.body;e={top:0,left:0,right:n.clientWidth
r.clientWidth,width:n.clientWidth
r.clientWidth,bottom:n.clientHeight
r.clientHeight,height:n.clientHeight
r.clientHeight}}return this._expandRectByRootMargin(e)},n.prototype._expandRectByRootMargin=function(t){var e=this._rootMarginValues.map((function(e,n){return"px"==e.unit?e.value:e.value*(n%2?t.width:t.height)/100})),n={top:t.top-e[0],right:t.right+e[1],bottom:t.bottom+e[2],left:t.left-e[3]};return n.width=n.right-n.left,n.height=n.bottom-n.top,n},n.prototype._hasCrossedThreshold=function(t,e){var n=t&&t.isIntersecting?t.intersectionRatio
0:-1,r=e.isIntersecting?e.intersectionRatio
0:-1;if(n!==r)for(var i=0;i0&&function(t,e,n,r){var i=document.getElementsByClassName(t);if(i.length>0)for(var o=0;o推荐律师服务：
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