自主驾驶当前引领全球此趋势將来定会加速发展。这一领域的关键技术是汽车雷达探头它是朝向更舒适驾驶、防撞，甚至是迈出的重要一步驾驶员辅助系统已经很普遍，这类系统在许多方面都由雷达支持

今天的24 GHz、77 GHz和79 GHz汽车雷达探头显然需要能够和分辨不同物体，同时在任何城市或乡村环境都要能提供高距离分辨率、径向速度分辨率和方位角分辨率一个非常重要的特性是对来自其他汽车雷达探头的干扰有良好抗扰性。由于目前市场對雷达探头的接受程度不高这个话题一直不太受关注。然而迅速扩大和预期增长都在持续增加，高级驾驶员辅助系统(Advanced Driver Assistance Systems, ADAS) 市场预计每年增長高达10％考虑到每年有7200万辆新车注册，按每辆车平均3个（或更多）汽车雷达探头计算未来每年大约有2亿多个新的汽车雷达探头行走在夶街小巷。因此24 GHz，以及76 GHz到81 GHz频谱将被大量占用汽车雷达探头需要应对相互干扰，并且要提供信号分集和干扰抑制技术涉及正在研发的洎动汽车的偶发小事故已见诸报端。2016年5月在涉及部分实现自动驾驶的汽车的第一起致命事故后，关于自动驾驶汽车安全性和这类技术安铨性的问题再次被提起因此，在存在相互干扰的任何环境下都必须确保探测设备功能不变

本文介绍目前最先进的下一代汽车雷达信号囷探头的理论背景。文中解释了相互干扰的影响并提出了在具有各类典型干扰的任意环境中，和验证干扰抑制技术的测量可能性这种方法可帮助研究和开发人员，设计出即使在恶劣射频环境也能按技术指标可靠工作的汽车雷达探头

如果几个汽车雷达探头工作在频段[1]中嘚相同部分，以及各自的工作频率非常靠近时可能相互干扰（参阅图1）。可能的情况是人为虚假(ghost) 目标的建立或检测概率的降低虚假目標在现实中不存在，但对于雷达探头却作为真实目标出现这可能由已发射信号的副本引起。该副本不是来自原始雷达发射机但是落入接收机带宽中，并作为真实回波信号被处理只有在两个或多个雷达之间的定时、波形和频率必须匹配，并且回波信号功率必须超过一定限值时才会发生这种情况。

此外落入接收机带宽中具有一定功率电平的任意射频信号，会增加雷达的本底噪声并降低对目标的信噪比 (Signal To Noise, SNR)这可能导致雷达截面积 (Radar Cross Section, RCS) 较小的目标消失，因为这些回波的信噪比减小只有经信号处理后在所有频率上扩散的信号必须落入接收机带宽內时，才会发生这种情况

MHz有效全向辐射功率的最大平均功率密度，并且由一个短程雷达设备运行产生的车辆外部最大平均功率密度不得超过-9 dBm / MHz有效全向辐射功率工作在这些频段中的所有标准汽车雷达探头必须满足这个决定。ETSI标准EN 301 091-1和EN 301 091-2 [7]已经对77 GHz雷达的相关测试条件、功率发射和雜散辐射等几个方面进行了标准化但没有提及任何关于干扰抑制的内容。对于规定了79GHz频段的ETSI标准EN 302 264-1和EN 302 264-2 [8]也是如此

[2]。该标准规定了最基本的運行和性能要求、测试方法以及按照无线电通信设备/系统性能标准要求的测试结果。IEC标准中一个非常重要方面是干扰抑制规范然而，對于汽车雷达技术规范类似导航雷达几十年来经历的，没有定义干扰抑制或性能的标准以及测试方法

汽车雷达波形和干扰影响

如果干擾信号落入雷达接收机带宽中，就此而言它应当被检测到并在信号处理过程中被抑制。每个商采用的波形、定时、带宽、天线方向图和信号处理方式通常略有不同就干扰抑制而言这或许是个优点，但也导致雷达对干扰的响应不同

使用LFMCW，雷达在一定时间内（称为相干处悝间隔 TcpI）发射具有特定带宽 fsweep的调频信号（线性调频）如图2所示。

图2：采用上行线性调频和下行线性调频的LFMCW雷达

雷达用瞬时发射频率下变頻接收的信号并测量差频fB, fB描述与原始发射波形的偏移。两个雷达参数范围R和径向速度，都与测量的差频fB相关为了无模糊地求解目标Vr囷R，必须进行两次差频测量（如图2所示）其中两个差频分别表示为fB1和fB2 。在多目标情况用不同差频的两组连续线性调频信号，不能无模糊地求解距离和径向速度这可以通过使用额外的具有不同斜率的线性调频信号来解决。

为了实现一定的径向速度分辨率TcpI通常在20ms范围内，并且单次处理间隔内线性调频数目大于2fsweep决定了距离分辨率， fsweep在几百MHz间变化在不久的将来其变化范围可达1GHz以上，在未来可能是4 GHz甚至5 GHz

叧一种波形称为线性调频序列（CS），它由几个非常短的LFMCW线性调频连续波组成每个线性调频持续时间为Tchirp ，采用块长度TcpI 发射（参阅图3）由於单个线性调频非常短，所以差频fB主要受信号传播时间影响并且多普勒频移fD可以忽略不计。

在经过用瞬时载波频率初始下变频和对每个線性调频实施傅立叶变换后信号处理便开始了。由于高载波频率和高线性调频率差频主要由距离决定。计算目标距离R时假定径向速喥Vr =u/s 在单个线性调频期间不测量径向速度，而是在持续时间为TcpI的连续线性调频块上测量沿时间轴执行第二次傅立叶变换，得到多普勒频移fD 在获得多普勒频移之后，便可校正目标距离

虽然单个Tchirp通常在10μs到100μs范围内，但是信号LN的数量应当高到使得整个相干处理间隔TcpI=LNTchirp再次在几┿毫秒的范围内以实现期望的径向速度分辨率。

信号带宽大与之相比接收机带宽非常小。由于事实上仅测量雷达设计的最大差频这昰可以实现的。为了给出两个示例表1显示了当目标径向速度为50m / s、距离在40米范围内时，采用两种汽车雷达波形的差频

这些计算依据LFMCW方程，并且显示LFMCW的差频在几百kHz范围内但CS雷达（几MHz）的差频显然高得多。这导致接收机带宽更大并且与使用LFMCW时所用的技术相比可能需要不同嘚干扰抑制技术。

表 1：使用LFMCW 和CS信号的 77 GHz 雷达以及目标采用50m/s径向速度且距离在40米范围内的预期差频。

与LFMCW相比CS的优点是无模糊和提高了更新速率，因为单个相干处理间隔 (TcpI) 足以测量和分辨观察范围内的所有目标在LFMCW中，至少需要3种不同的线性调频信号另一方面，在CS波形中由於多次FFTs和接收机带宽要根据预期的差频而缩放，处理复杂度增加这就是需要干扰抑制和干扰缓解技术的原因。

图4描述了当存在干扰信号（红色线性调频）时的下变频和傅里叶变换过程干扰线性调频与物体的雷达回波一起下变频。绿色表示某个范围的恒定差频它会在无幹扰环境中测量单个目标时产生。随着干扰信号的引入产生与时间相关的差频（红色曲线），伴随着期望的回波信号因此，在傅里叶域中频谱不仅显示单个差频，而且显示若干频率在最优解中，回波信号（绿色条）的信噪比最大当存在干扰信号时，本底噪声上升并且信噪比随接收机带宽fLP 的增大而减小，如图所示除了检测概率降低外，回波信号的较低信噪比也会导致距离和多普勒频移测量的精喥降低

接收机本底噪声和物体对应的信噪比取决于硬件、软件和物体的雷达截面积。对于工作在77 GHz的汽车雷达典型的本底噪声电平约为-90 dBm。一种趋势是将线性调频序列波形与诸如频移键控等其它方法组合以便减少计算量。然而截至今天，对于汽车雷达探头还没有标准給出规范性的干扰和干扰抑制的通用定义。

为了验证抗干扰方法的性能和测试雷达探头的干扰鲁棒性需要在能够生成任意射频信号的实驗室中搭建测量环境。例如这些信号甚至可以包括发射机位置、天线移动和天线方向图。

图5显示来自罗德与施瓦茨公司的脉冲序列发生器软件生成的典型雷达干扰信号诸如线性调频连续波（LFMCW）、频移键控（Frequency Shift Keying, FSK）和线性调频序列（CS）。应当提及的是该软件不限于生成这些信号或序列，它还可以为实验室建立复杂的射频环境[3]

图5：典型连续波雷达信号

虽然这些信号可以在基带产生，但将这些信号上变频到E-band是個挑战由于大多数汽车雷达只使用调频信号，一种方法是使用先进的矢量信号发生器结合倍频器这样配置的优点是测试装置不太复杂並且可以较容易实现大信号带宽，因为倍频器也能缩放信号带宽[5]在基带中设计波形时，可以轻松考虑缩放因子

图6为汽车雷达探头的典型测试装置，使用矢量信号发生器(如R＆S SMW200A)结合倍频器(如R＆S SMZ90)用脉冲序列发生器软件产生任意射频环境，其中信号通过本地网络或通过U盘传输箌矢量信号发生器将R＆S SMW200A生成的12.6 GHz到13.5 GHz射频信号乘以6。E-band喇叭天线可以连接到倍频器的输出然后经空中朝被测设备（Device Under Test, DUT）发射E-band信号。在该装置中,矢量信号发生器使用的带宽也放大了6倍为了生成具有Hz信号带宽的雷达线性调频脉冲，需要833.3MHz的基带带宽（833.3MHz×6 = 5GHz）在下图所示的装置中，使鼡2

图6：用于汽车雷达探头的干扰测试装置

干扰信号的频谱如下图所示可以观察信号的频谱以及上行线性调频和下行线性调频组成的LFMCW信号波形。所有线性调频信号的参数都使用信号分析仪直接分析例如使用配备R＆S FSW-K60瞬态分析软件的R＆S FSW85。线性调频信号长度为1 ms信号频率的线性喥在几kHz范围内，这与汽车雷达信号相当

研究人员已经研究在汽车雷达中使用如这样的通信信号[4]，以及设计干扰抑制算法[6]然而，在对价格敏感的探头中实时处理这些超宽带OFDM信号可能很复杂这使得在不久的将来应用OFDM信号前景不明。这也是为什么从毫米波范围开始验证干扰抑制算法、波形和整个处理链是如此重要的原因之一

不仅是性价比，实时处理宽频带OFDM信号的挑战性在毫米波中生成幅度调制干扰信号吔需要更复杂的装置。图8描述了一种方法双射频通道矢量信号发生器分别生成中频 (IF) 信号和本振 (LO) 信号。将本振信号频率扩大6倍并将中频信号搬移到76GHz至81GHz。具有内部宽带基带源的矢量信号发生器可在E-band中生成任意调制、带宽高达2GHz的射频信号。使用已校准的内部宽带基带硬件的矢量信号发生器（如R＆S SMW200A）与使用多台仪器的其他解决方案相比具有很大优势因为它不需要校准，也不需要补偿I / Q调制器的频率响应

图 8：使用混频器的汽车雷达探头干扰测试装置

为了验证有附加雷达信号时产生的影响，使用最先进的77GHz雷达探头这种探头的优点是在距离域中Φ频和FFT原始数据的可用性，从而可以立即验证干扰信号对FFT频谱的影响如所解释的，应该看到基底噪声的增加这取决于有多少干扰信号功率被下变频并落入接收机带宽中。在这些测量中探头被配置为发射具有200 MHz信号带宽的LFMCW信号，如图9所示其中瞬态分析选件显示了持续时間、信号带宽、发射的线性调频的线性度（频率偏移在时域的变化）和射频频谱中的杂散干扰。

脉冲序列发生器软件用于模拟波形以及借助额外的干扰波形测试雷达。采用实时频谱仪的全息频谱模式便可以这两个信号图10给出两个射频信号，即由雷达探头发射的线性调频囷由矢量信号发生器生成的干扰信号当雷达探头发射上行线性调频和下行线性调频，接着是未调制的连续波信号时干扰信号仅发射上荇线性调频和下行线性调频信号。干扰线性调频信号的功率电平比发射的雷达信号小约5 dB如全息频谱中所示。

图 10：实时频谱中的结果： 有鼡信号（左侧的单个线性调频）和连续的线性调频干扰

图11给出了频谱测量样本其中将有和没有干扰信号情况下该范围上的幅度电平绘出。当测量进入无干扰的自由空间时这个雷达探头测量到功率电平在-115 dBm上下的频谱，和在相邻范围内的一些雷达回波信号

当存在干扰信号時，取决于干扰信号自身情况本底噪声增加到约-102 dBm和-90 dBm。应当提及的是该雷达探头没有采用任何干扰消除。此外正如我们在上述测量中看到的，本底噪声的增加明显地取决于干扰信号电平和干扰波形本身已经证明，10dB到25dB的信噪比降低可能在跟踪期间非常容易地丢失目标，或者具有低雷达截面积（RCS）的目标例如行人，不能被检测到

图 11：被测雷达探头测得的功率谱

汽车雷达支持追求额外的驾驶舒适性、咹全性甚至自动驾驶的趋势。在街道上穿梭的汽车雷达探头数量正在迅速增加并将在未来几年进一步增长。因此在24 GHz、77 GHz和79 GHz频带中分配的頻谱要由不同类型的探头和信号共享。作为保证安全性的关键元件雷达探头需要克服相互干扰，提供信号分集和干扰抑制技术以便测量、检测、分辨和分类雷达回波信号，即使在高密度占用的频谱中例如，现在有针对导航雷达的关于干扰测试和抑制的规范和标准但對于汽车雷达还没有要求。

为了满足这些需求本文介绍了最先进的下一代汽车雷达的理论背景和干扰对其造成的影响。对于验证任意射頻环境中的干扰抑制技术提出了测试和测量的可能性。使用最先进的商用77 GHz雷达探头验证了干扰的影响这些测试装置应该可以帮助研究囚员和开发人员，按照技术规范即使在恶劣的射频环境下也能确保他们雷达的功能。

   山东顺源电炉可控硅中频电源的輸出功率、频率要求

可控硅中频电源的输出功率必须满足感应炉的最大设计功率,即额定功率还要考虑到输出功率能很方便的调节。这是洇为通常感应炉的坩埚的寿命约熔炼一定炉数后就损坏了,必须重新修筑坩埚炉衬,而新的坩埚炉衬筑好后必须对其进行低功率烘炉,通常烘炉昰从10-20%的额定功率开始,然后每隔一定时间升高10%功率,直至额定功率再则,熔炉过程中,当炉料熔化后,必须对炉料的成分进行化验,而化验期间为不使炉料熔化后沸腾剧烈,这时中频电源必须减小输出功率,使炉料保温。鉴于以上情况,所以要求可控硅中频电源能从10%-100%额定输出功率的范围内方便的调节

       用于锻造与热处理的透热炉不存在烘炉的过程，但感应炉对可控硅中频电源的输出频率有要求

       感应炉的电效率与频率之间的關系是相关连的。从电效率出发可以决定可控硅中频电源的输出频率例如我们称这一频率为fo 。感应器实际上是一个电感线圈而为要补償线圈的无功功率,在线圈的两端并联电容,这就组成了LC 震荡回路。当可控硅逆变器的输出频率f等于感应炉回路的固有震荡频率fo时,则此时回路嘚功率因数等于1 感应炉内将得到最大的功率。从以上可以看出,回路的固有震荡频率与L和C的数值有关,一般补偿电容C的值是固定不变的,而电感L则因炉料的导磁系数变化而变化,例如炼刚时,冷炉钢的导磁系数μ很大,所以电感L较大,而当钢的温度高到过居里点时钢的导磁系数 μ=1,所以电感L 减小,因而感应炉回路的固有震荡频率 fo 将有低变高为了使感应炉在熔炼过程中始终都能得到最大的功率,这就要求可控硅中频电源的输出頻率f能随着 fo 的变化而变化，始终保持频率自动跟踪